开关电源 SMPS 基本原理 & 拓扑结构剖析
电源用于在电路当中将其它形式的能量转换为电能，日常工作当中主要运用的是化学电源（碳性电池、碱性电池、锂电池、镍氢电池、铅酸电池）、开关电源（效率高、体积小、重量轻）、线性电源（输出电压稳定，纹波系数小）三种类型。在之前的《锂离子电池技术参数简明选型指南》这篇文章当中，已经详细阐述了锂离子电池的性能指标与选型思路。本篇文章则从线性电源的原理入手，逐步引出开关电源的知识，并且分门别类的讨论了几种常见的拓扑结构。
线性电源（Linear Power
Supply）的调整管工作在线性状态（放大），开关电源通常是在对输出电压进行采样之后，会将其与参考电压一同送入比较放大器，然后通过其输出的控制信号作为调整管的输入，从而达到通过调整管控制电源输出电压的目的，但是由于调整管工作在放大区，其本身会发热并且消耗电能，因而转换效率相对较差。而开关电源（Switching
Power
Supply）的功率开关管工作在开关状态（饱和
与
截止），主要是通过调整功率开关管的通断时间（占空比）来改变输出电压。由于功率开关管切换状态时耗散的功率比较少，产生的废热也比较少，相对而言更加节能，属于机电产品当中主流的电源形态。
线性电源原理
线性电源通常由
变压器、整流电路、滤波电路、稳压电路
四个部分组成：
- 变压器：用于将电网
220V/50Hz交流电压转换为指定的交流电压，通常由两个或者以上的绕组构成（输入端为初级绕组，输出端为次级绕组，绕组之间完全电气隔离）。 - 整流电路：通过具有单向导电作用的二极管，将正负交替的正弦交流电压转换为单向的脉动直流电压。通常由 4 只二极管组成的，也被称作整流桥。
- 滤波电路：用于滤除脉动直流电压当中掺杂的交流成分，从而获得一个相对平滑的直流电压。中小功率线性电源当中，通常会采用电容滤波电路，即将
滤波电容直接并联在整流电路的输出端。 - 稳压电路：用于在电网电压、负载电流发生变化的时候，自动调节相关的参数，确保输出电压保持恒定。
在下面的原理图当中，展示了线性稳压电源的基本结构框图：
- 调整管 \(VT\)：作用可以等效为一个可变电阻 \(R\)。
- 稳压二极管 \(VD_z\)：用于产生基准电压 \(U_{REF}\)。
- 取样电阻 \(R_2\) 和 \(R_3\)：用于检测输出电压 \(U_O\)，并且通过分压产生反馈电压 \(U_F\)。
- 误差放大器 \(EA\)：用于将反馈电压 \(U_F\) 与基准电压 \(U_{REF}\) 进行比较放大，从而控制调整管的导通状态。
- 负载电阻 \(R_L\)：用于表示负载。
当某种原因（例如负载电流增大）造成输出电压 \(U_O\) 降低的时候，反馈电压 \(U_F\) 也会随之降低。误差放大器 EA 会将反馈电压 \(U_F\) 与基准电压 \(U_{REF}\) 进行比较放大，此时误差放大器输出的控制电压 \(U_C\) 将会升高，从而使得调整管 \(VT\) 的基极电流增大，等效电阻 \(R\) 减小，引发输出电压 \(U_O\) 的回升，并最终保持输出电压 \(U_O\) 的稳定。
注意：由于调整管 \(VT\) 被串联在输入电压 \(U_I\) 与输出电压 \(U_O\) 之间，所以也被称作串联稳压电源。
而在下面的示意图里，则展示了线性稳压电源的一个等效电路：
基于上图的等效电路来解释线性电源的稳压原理，当某种原因造成输入电压 \(U_O\) 升高的时候，由于可变电阻 \(R\) 与负载电阻 \(R_L\) 串联，如果这里的 \(R\) 为固定电阻，则必然会使得输出电压 \(U_O\) 也随之升高，但是这里的 \(R\) 是一个可变电阻（等效于结构框图当中的调整管 \(VT\)），当检测到输出电压 \(U_O\) 升高的时候，就会自动增大 \(R\) 的阻值，从而维持输出电压 \(U_O\) 的稳定。
注意：由于线性稳压电源的输入电压 \(U_I\) 低于输出电压 \(U_O\)，所以是一种降压式稳压电源。
对于线性稳压电源的优缺点，可以言简意赅的总结如下：
- 缺点：体积较大、转换效率较低。
- 优点：响应速度快、输出纹波小、输出噪声低。
开关电源原理
开关稳压电源通常由
电磁干扰（EMI）滤波器、整流电路、滤波电路、DC/DC 变换器
共同组成：
- 电磁干扰（EMI）滤波器：用于阻止开关电源产生的噪声影响到电网附近的其它设备。
- 整流电路：使用整流桥将正负交替的正弦交流电压转换为单向的脉动直流电压。
- 滤波电路：滤除脉动直流电压当中掺杂的交流成分，从而获得一个相对平滑的直流电压。
- DC/DC
变换器：属于开关电源的核心电路，通常由
功率开关管、高频变压器、PWM 控制器等组成，也被称作功率变换器。
为了更加直观的与前面介绍的线性稳压电源进行对比，接下来以降压式 DC/DC 变换器为例，介绍开关稳压电源的基本工作原理，其电路结构基本框图如下面所示：
- 功率开关管 \(VT\)：作用可以等效为一个能够高速运行的开关 \(S\)。
- 稳压二极管 \(VD_z\)：用于产生基准电压 \(U_{REF}\)。
- 取样电阻 \(R_2\) 和 \(R_3\)：用于检测输出电压 \(U_O\)，并且通过分压网络产生反馈电压 \(U_F\)。
- 误差放大器 \(EA\)：用于将反馈电压 \(U_F\) 与基准电压 \(U_{REF}\) 进行比较放大，从而产生控制电压 \(U_C\)。
- 续流二极管 \(VD\)：用于延续电感 L 中的电流。
- 储能电感 \(L\)：由于需要经过比较大的负载电流，因而也称为功率电感。
- 输出滤波电容 \(C\)：主要起到输出滤波的作用。
- 负载电阻 \(R_L\)：在这里代表用电的负载。
- PWM 控制器：用于将误差放大器 \(EA\) 输出的控制电压 \(U_C\) 的变化，转换为输出的控制信号占空比 \(D\) 的变化，从而使得功率开关管 \(VT\) 基于这个占空比进行导通与关断，并最终达到改变输出电压 \(U_O\) 的目的。
开关电源的工作原理需要结合下面的等效电路，以及后续的波形占空比变化示意图来进行说明：
当 PWM 控制器使得基本框图中的功率开关管 \(VT\)
导通时，相当于等效电路里开关 \(S\) 闭合。此时输入电压
\(U_I\) 施加到储能电感
\(L\) 的左端（\(U_L =
U_I\)）。在经过导通时间 \(t_{ON}\) 之后，PWM
控制器会使得功率开关管 \(VT\)
进入关断状态（相当于开关 \(S\) 断开）。此时续流二极管
\(VD\)
导通，使得储能电感 \(L\) 左端的电压为 0V（即 \(U_L =
0V\)）。在经过关断时间 \(t_{OFF}\) 之后，PWM
控制器再次使得功率开关管 \(VT\)
导通，从而进入到下一个开关周期，如此周而复始循环往复。
导通时间 \(t_{ON}\) 与关断时间 \(t_{OFF}\) 之和等于开关周期 \(T = t_{ON} + t_{OFF}\)，通常情况下开关周期 \(T\) 固定不变，当导通时间 \(t_{ON}\) 变长的时候，关断时间 \(t_{OFF}\) 就会相应的变短。导通时间 \(t_{ON}\) 与开关周期 \(T\) 的比值被称作占空比 \(D = \frac{t_{ON}}{T}\)。
上图展示了占空比分别为 \(D = 0.25\)、\(D = 0.5\)、\(D = 0.75\) 时候的电压波形，由于电感 \(L\) 和电容 \(C\) 的滤波作用，\(U_L\) 位置的电压波形经过 LC 滤波之后，将会变为平滑的直流输出电压 \(U_O\)。
如果检测到输出电压 \(U_O\) 升高，那么误差放大器 \(EA\) 输出的控制电压 \(U_C\) 就会降低，通过 PWM 控制器使得占空比 \(D\) 随之下降，最终稳定输出电压 \(U_O\) 不变。
相比于同为降压型的线性稳压电源，开关电源的功率开关管
\(VT\) 被等效为开关
\(S\) 而非可变电阻
\(R\)。当功率开关管
\(VT\) 导通的时候，其压降通常仅在
1V
左右，导通损耗远远小于线性稳压电源。
线性电源调整管 \(VT\) 的功率损耗，等于输入电压与输出电压之间的压差与负载电流的乘积 \(P_D = (U_I - U_O) \times I_L\)。而开关电源功率开关管 \(VT\) 的导通损耗 \(P_D = 1 \times I_L\)，可以看到其与输入与输出之间的的压差基本无关。
例如对于一台 12V 输入 5V
输出的线性电源，如果其负载电流为
1A，则其调整管 \(VT\) 的功率损耗 \(P_D\) 等于 7W：
\[ P_D = (12V - 5V) \times 1A = 7W \]
但是对于一台相同输入输出参数的开关电源，则其功率开关管
\(VT\) 的功率损耗
\(P_D\) 仅为 1W：
\[ P_D = 1A \times 1 = 1W \]
由此可见，同样输入输出参数的开关电源，其功率损耗 \(P_D\) 要远低于线性电源，这正是开关电源转换效率更高的原因所在。
相比于线性电源，开关稳压电源的优缺点也可以被言简意赅的总结如下：
- 缺点：体积小巧、功率损耗较小，输入电压范围更宽。
- 优点：输出纹波比较大，产生的电磁干扰也比较大（功率开关管在开关过程中产生的
尖峰电压/电流会带来比较大的电磁干扰）。
涉及的专业术语
拓扑结构
开关电源的拓扑结构（Topology [təˈpɒlədʒi]）是指功率变换相关元器件组成的电路结构，其决定了开关电源的工作原理与输出特性。
正激型
正激型（Forward）开关电源是在功率开关管导通期间向负载传输能量。除了典型的单端正激型之外，常见的
降压式、推挽式、半桥式、全桥式开关电源都属于正激型。
反激型
反激型（Flyback）开关电源是在功率开关管截止期间向负载传输能量。除了典型的单端反激型之外，常见的
升压式、极性反转式 开关电源都属于反激型。
连续模式
连续模式（Continuous Conducting Mode）也称为连续导电模式，该模式一个开关周期 \(T\) 之内，电感当中的电流（即电感当中存储的磁场能量）始终大于零，该电流的波形示意图如下面所示：
观察上图可以发现，开关管处于导通 \(t_{ON}\) 区间的时候，电感上的电流 \(I_L\) 是线性上升的，而在开关管处于关断 \(t_{OFF}\) 区间的时候，电感上的电流 \(I_L\) 是线性下降。如果开关管在关断期间，电感电流 \(I_L\) 没有下降到零，那么在下一个周期开关管导通的时候，电感电流 \(I_L\) 就会重新上升，此时电感电流 \(I_L\) 处于连续不被中断的状态，因而被称作连续模式。
不连续模式
不连续模式（Discontinuous Conducting Mode）也称为断续导电模式，该模式一个开关周期 \(T\) 之内，电感当中的电流（电感存储的磁场能量）会下降到零，该电流的波形示意图如下面所示：
观察上图可以发现，开关管处于关断 \(t_{OFF}\) 区间的时候，电感上的电流 \(I_L\) 已经下降到零。而在开关管处于导通 \(t_{ON}\) 区间的时候，电感上的电流 \(I_L\) 又会从零开始上升，此时电感电流 \(I_L\) 处于断断续续的状态，因而被称作断续模式。
脉冲宽度调制
脉冲宽度调制（PWM，Pulse Width Modulation）是开关电源当中常用的控制方式，其特点是开关频率 \(f\) 固定（即开关周期 \(T\) 保持不变），通过改变脉冲宽度来调整开关电源的输出电压。
占空比
占空比（Duty
Cycle）通常用百分数进行表示，如果一个开关电源的开关周期为 \(T\)，功率开关管的导通时间为 \(t_{ON}\)，那么其占空比
\(D=\frac{t_{ON}}{T}\)。根据开关电源的拓扑结构，占空比
\(D\) 的变化范围通常在
0 ~ 50% 或者 0 ~ 100% 范围。
基准电压
基准电压也称为参考电压（Reference Voltage），是一个由基准电压源产生的恒定电压 \(U_{REF}\)，开关电源的输出电压是基准电压的指定倍数，正是由于基准电压的稳定不变，才使得开关电源的输出电压也能够保持稳定不变。
采样电路
采样电路有时候也被称作反馈电路，主要用于检测开关电源输出电压的变化，从而产生相应的反馈电压输入到误差放大器。
- 电压采样电路：采用电阻分压网络，降低电压之后供控制电路使用。
- 电流采样电路：电流路径上串联极低阻值的高精度采样电阻，通过测量其两端电压，基于欧姆定律计算得到经过的电流值。
误差放大器
误差放大器（EA，Error Amplifier）通常由运算放大器（OP Amp）组成，用于将反馈电压和基准电压进行比较放大，然后输出控制信号 \(U_C\) 到 PWM 控制器，再通过其改变功率开关管的占空比，进而达到调节输出电压的目的。
电压/电流模式
电压模式和电流模式分别属于两种不同的 PWM 控制模式：
- 电压模式：只存在一个控制环路，只能通过输出电压的变化来控制 PWM 的占空比。
- 电流模式：除了电压控制环路之外，还增加了一个电流控制环路（通过检测功率开关管的电流变化来控制 PWM 占空比），响应速度更快。
吸收缓冲电路
开关电源工作过程当中，会产生非常高的尖峰电压，为了降低尖峰电压造成的危害，需要加入由阻容元器件和超快恢复二极管组成的保护电路，以便吸收尖峰电压的能量。
EMI 滤波器
电磁干扰（EMI，Electro Magnetic
Interference）滤波电路主要由 电感 和 电容
组成，主要用于抑制开关电源的电磁噪声，防止电源本身的高频噪声干扰到附近电网当中的其它用电设备，同时也能防止电网当中的高频干扰影响到电源本身。
安规电容
安规电容包括 X 电容和 Y 电容两种类型（都属于金属薄膜电容），其在失效之后并不会导致电路发生短路，从而避免危及人身安全，主要被应用于 EMI 滤波器电路当中：
- X
电容：用于抑制差模干扰，并联在电网的火线
L和零线N之间。 - Y
电容：用于抑制共模干扰，并联在火线
L和保护地E，以及零线N和保护地E之间，通常都是成对出现。
功率因数校正
功率因数校正（PFC，Power Factor
Correction）是一种用于提高电力系统当中 功率因数
的技术。功率因数是衡量电力系统效率的重要指标，其值被定义为有功功率和视在功率的比值，功率因数过低会增加线路损耗。开关电源当中通常会使用
IGBT 或者 MOSFET
等元器件，动态的调整输入电流的波形，使其保持与输入电压波形处于相同的相位，从而提高开关电源对于电能的利用率。
主要参数指标
开关电源涉及到的性能指标参数众多，我们这里把比较重要的一些参数列举到下面的表格当中：
| 参数 | 说明 |
|---|---|
| 额定输入电压 | 电源正常工作时候的设计输入电压值，设备在该电压下能够安全、稳定的运行，并且达到其标称性能。 |
| 额定输入电流 | 电源满载工作时的输入电流，通常给出的是
额定输入电压 范围内可能出现的最大输入电流值。 |
| 额定输出电压 | 电源在额定的输入电压和负载的条件下，输出端能够稳定提供的电压值。 |
| 额定输出电流 | 电源在额定的输出电压和负载的条件下，输出端能够持续稳定提供的最大电流值。 |
| 电压调整率 | 当输入电压发生变化时，输出电压变化量与额定输出电压之间的比值，通常使用百分比进行表示。该参数越小，表明输出的电压越稳定，也称为线路调整率。 |
| 电流调整率 | 指额定输入电压时，由于负载电流变化引发的输出电压变化量与额定输出电压的比值，通常使用百分比进行表示，该参数越小，表明输出的电压越稳定，也称为负载调整率。 |
| 输出纹波噪声 | 通常使用峰峰值 \(V_{pp}\) 进行表示，主要由功率开关管的高频切换导致的输出电压波动，以及滤波电容在充放电过程当中产生电压波动，以及电源电路的寄生电感和寄生电容在高频下产生的谐振所共同导致。 |
| 电源效率 | 指 输出功率 与
输入功率
的比值，该参数值越大，开关电源的转换效率就会越高。 |
降压式 Buck
拓扑结构
降压式变换器（Buck Converter）用于将较高的直流电压转换为较低的直流电压，由于其损耗小效率高，因而应用十分广泛，其拓扑结构如下图所示。其中 \(U_I\) 表示直流输入电压，\(VT\) 是功率开关管，\(VD\) 为续流二极管，\(L\) 是输出储能电感，\(C\) 是输出滤波电容，\(U_O\) 表示直流输出电压，\(R_L\) 表示外部负载电阻，而 PWM 脉宽调制器则用于控制功率开关管 \(VT\) 的导通与关断，是整个 Buck 变换器的控制核心：
工作原理
降压式变换器的功率开关管 \(VT\) 在 PWM
脉宽调制器的控制之下，交替进行导通与关断。为了更加直观的分析电路，在接下来的示意图当中，会使用开关
\(S\) 来代替 \(VT\) 的 导通 和
关断 状态：
当功率开关管 \(VT\)
导通，也就是开关 \(S\)
闭合的时候，续流二极管 \(VD\) 截止，输入电压 \(U_I\) 施加到储能电感 \(L\) 的左端，此时电感两端的电压等于 \(U_I - U_O\)，使得通过 \(L\) 的电流 \(I_L\)
线性增加，电感储存的能量也随之增加，电感的感应电动势为左 +
右 -。在此期间，电感电流 \(I_L\)
一部分会为负载供电，另外一部分会给滤波电容 \(C\) 充电，即电感电流 \(I_L\) 等于电容 \(C\) 的充电电流 \(I_1\)，与负载 \(R_L\) 所消耗电流 \(I_O\) 的总和。
当功率开关管 \(VT\)
关断，也就是开关 \(S\)
断开的时候，储能电感 \(L\) 与输入电压 \(U_I\)
断开。由于电感当中的电流不能发生突变，因而就会在 \(L\) 上就产生左 - 右
+ 的感应电压，以维持电感电流 \(I_L\)
不发生改变。这种情况下，续流二极管 \(VD\) 将会导通，导致储存在电感 \(L\)
里的磁场能量被转化为电能，经由续流二极管 \(VD\)
构成的回路继续向负载供电，此时电感电流 \(I_L\) 线性减少，滤波电容
\(C\) 释放的电流 \(I_2\) 与电感电流 \(I_L\) 叠加之后为负载 \(R_L\)
供电。换而言之，负载两端的输出电流
\(I_O\) 等于电感电流
\(I_L\) 与电容释放电流
\(I_2\) 之和。
注意：由于降压式 DC-DC 变换器是在功率开关管导通时向负载传输能量，因而属于一种正激型变换器。
波形分析
降压式 DC-DC 变换器相关的电压与电流波形如下图所示，其中 PWM 指示的是脉宽调制波形（\(t_{ON}\) 为功率开关管 \(VT\) 的导通时间，\(t_{OFF}\) 为功率开关管 \(VT\) 的关断时间，而 \(T\) 表示开关周期，其值等于 \(t_{ON}\) 与 \(t_{OFF}\) 之和 \(T = t_{ON} + t_{OFF}\)，其中 \(t_{ON}\) 与 \(T\) 的比值就是占空比 \(D = \frac{t_{ON}}{T}\)）：
除此之外，\(U_E\) 表示的是功率开关管 \(VT\) 的发射极电压波形，\(I_C\) 表示的是功率开关管 \(VT\) 的集电极电流波形，\(I_F\) 表示的是续流二极管 \(VD\) 的电流波形，\(I_L\) 表示的是储能电感 \(L\) 的电流波形。
观察可以发现，当功率开关管 \(VT\) 导通的时候，其发射极电压 \(U_E\) 等于输入电压 \(U_I\)。而在功率开关管 \(VT\) 关断时，其发射极电压 \(U_E\) 等于零。在功率开关管 \(VT\) 导通期间，电感电流 \(I_L\) 线性增加。而在功率开关管 \(VT\) 关断期间，电感电流 \(I_L\) 线性减小。电感电流 \(I_L\) 是由 \(VT\) 的集电极电流 \(I_C\) 和续流二极管 \(VD\) 的正向电流 \(I_F\) 叠加而成。
降压式 DC-DC 变换器的输出电流 \(I_O\) 等于储能电感电流 \(I_L\) 的平均值。在上述的电感电流波形当中，峰值与谷值之间的差值就是电感的纹波电流（即电感电流在开关周期内的峰峰值波动），为了降低输出电流的纹波，储能电感 \(L\) 应当选择得足够大，从而使得降压式 Buck 变换器能够工作在连续模式。
注意：通常情况下，纹波电流值应当处于额定输出电流的
20%左右。
总结
降压式 Buck 变换器，具备有如下四个特点：
- 因为输出电压 \(U_O\) 小于输入电压 \(U_I\)，所以被称为降压式变换器。
- 输出电压 \(U_O\) 与输入电压 \(U_I\) 之间的关系为 \(U_O = D \times U_I\)，由此可见通过控制占空比 \(D\) 的大小，就能够调整输出电压，并且输出电压 \(U_O\) 与输入电压 \(U_I\) 的极性相同。
- 功率开关管 \(VT\) 集电极与发射极之间所承受的最大电压 \(U_{CE}=U_{I}\)，最大集电极电流 \(I_C = I_O\)。
- 续流二极管 \(VD\) 通过的正向电流 \(I_F = (1-D) \times I_O\)，反向电压 \(U_R = U_I\)。
升压式 Boost
拓扑结构
升压式变换器（Boost Converter）用于将较低的直流电压转换为较高的直流电压，其基本拓扑结构如下图所示（注意其与降压式 Buck 变换器的区别）。其中 \(U_I\) 和 \(U_O\) 分别为直流的输入电压和输出电压，而 \(VT\) 是功率开关管，\(VD\) 是续流二极管（也称作升压二极管），\(L\) 是储能电感（也称为升压电感），\(C\) 是输出滤波电容，\(R_L\) 为外部负载电阻。而 PWM 脉宽调制器作为整个系统的核心，用于控制功率开关管 \(VT\) 的导通与关断。
工作原理
升压式 DC-DC 变换器的功率开关管 \(VT\) 会在 PWM 脉宽调制信号的控制之下，交替的进行导通与关断，相当于一个不断闭合与断开的机械开关 \(S\)，其工作原理如下图所示：
当功率开关管 \(VT\)
导通（即上图当中的开关 \(S\) 闭合）的时候，输入电压
\(U_I\)
直接施加到储能电感 \(L\) 的两端，此刻续流二极管
\(VD\) 反向截止。由于电感 \(L\) 上被施加了输入电压
\(U_I\)，使得通过其的电流 \(I_L\)
线性增加，电感储存的能量随之增加，此时电感上产生的感应电动势为左
+ 右
-。在这段时间内，输入电流提供的能量以磁场能量的形式存储在储能电感
\(L\)
当中。同时滤波电容 \(C\) 放电为负载电阻 \(R_L\) 提供输出电流 \(I_O\)，输出滤波电容 \(C\) 所释放的电流 \(I_1\)，等于负载电阻 \(R_L\) 上获得的输出电流
\(I_O\)。
当功率开关管 \(VT\)
关断（即上图当中的开关 \(S\)
断开）的时候，因为电感当中的电流不能发生突变，所以储能电感
\(L\) 上会产生左 - 右
+ 的感应电压，以维持电感电流 \(I_L\)
不会发生改变。此时续流二极管 \(VD\) 导通，电感 \(L\)
上的感应电动势与输入电压 \(U_I\) 串联合并到一起，储存在电感 \(L\)
当中的磁场能量被转化为电能，从而能够以超过输入电压 \(U_I\)
的电压向负载进行供电，并且对输出滤波电容 \(C\)
进行充电，此时储能电感上通过的电流 \(I_L\) 等于电容上的充电电流
\(I_2\) 与负载电流
\(I_O\) 之和。
注意：由于升压式 DC-DC 变换器是在功率开关管关断时向负载传输能量，因而属于一种反激型变换器。
波形分析
升压式 DC-DC 变换器相关的电压与电流波形如下图所示，其中 PWM 表示的是脉宽调制波形（其中 \(t_{ON}\) 和 \(t_{OFF}\) 分别是功率开关管 \(VT\) 的导通时间和关断时间，而 \(T\) 表示的是开关周期）。\(U_C\) 为功率开关管 \(VT\) 的集电极电压波形，而 \(I_C\) 为其集电极电流波形。\(I_F\) 为升压二极管 \(VD\) 的正向电流波形，\(I_L\) 则为储能电感 \(L\) 上经过的电流波形：
观察上述波形可以发现，当功率开关管 \(VT\) 导通的时候，其集电极电压 \(U_C\) 为零。而在功率开关管 \(VT\) 关断的时候，其集电极电压 \(U_C\) 等于输出电压 \(U_O\)。在功率开关管 \(VT\) 导通期间，电感电流线性增加，而在 \(VT\) 关断期间，电感电流线性的减小。此时电感电流 \(I_L\) 是由功率开关管 \(VT\) 的集电极电流 \(I_C\)，以及升压二极管 \(VD\) 的正向电流 \(I_F\) 叠加而成。
总结
升压式 Boost 变换器，也具备有如下四个特点：
- 因为输出电压 \(U_O\) 大于输入电压 \(U_I\)，所以被称为升压式变换器。
- 输出电压 \(U_O\) 与输入电压 \(U_I\) 的关系为 \(U_O = \frac{U_I}{1 - D}\)，由此可见通过调节占空比 \(D\) 的大小，就能够控制输出电压，并且输出电压 \(U_O\) 与输入电压 \(U_I\) 的极性相同。
- 功率开关管 \(VT\) 集电极与发射极之间所承受的最大电压 \(U_{CE}=U_{O}\)，最大集电极电流 \(I_C = \frac{I_O}{1 - D}\)。
- 升压二极管 \(VD\) 通过的正向电流 \(I_F = I_O\)，反向电压 \(U_R = U_O\)。
升降压式 Buck-Boost
拓扑结构
降压升压式变换器（Buck-Boost Converter）的
输入电压 与 输出电压
的极性相反，因而也被称作极性反转式变换器。这种变换器的效率比较高，同时极性可以变换，并且同时具备降压和升压的功能。适用于需要电源极性变换，以及各类通过电池供电的场景，其基本拓扑结构如下图所示：
同样的，上面电路当中的 \(U_I\) 表示直流输入电压，\(VT\) 是功率开关管，\(VD\) 为续流二极管，\(L\) 是输出储能电感，\(C\) 是输出滤波电容，\(U_O\) 表示直流输出电压，\(R_L\) 表示外部负载电阻，而 PWM 脉宽调制器则用于控制功率开关管 \(VT\) 的导通与关断，同样是整个 Buck-Boost 变换器的控制核心。
工作原理
降压升压式变换器的功率开关管 \(VT\) 在 PWM
脉宽调制器的控制之下，交替进行导通与关断。为了更加直观的分析电路，在接下来的示意图当中，会使用开关
\(S\) 来代替 \(VT\) 的 导通 和
关断 状态：
当功率开关管 \(VT\)
导通，也就是开关 \(S\)
闭合的时候，续流二极管 \(VD\)
处于截止状态，输入电压 \(U_I\) 直接施加到储能电感
\(L\) 的两端，使得通过 \(L\) 的电流 \(I_L\)
线性增加，电感储存的能量也随之增加，电感的感应电动势为上 +
下 -，输入电流 \(U_I\)
的能量被转换为磁场能量，被存储在储能电感 \(L\)
当中。与此同时，如果输出滤波电容 \(C\)
当中存储有上一次充入的电能，那么就会开始放电为负载 \(R_L\) 提供输出电流 \(I_O\)，此时电容 \(C\) 的放电电流 \(I_1\) 就等于输出电流 \(I_O\)。
当功率开关管 \(VT\)
关断，也就是开关 \(S\)
断开的时候，由于储能电感 \(L\)
当中的电流不能发生突变，因而会产生一个上 - 下
+ 的感应电压，以维持通过电感器的电流 \(I_L\) 不变，此时续流二极管
\(VD\) 被导通，储存在 \(L\)
当中的磁场能量转化为电能，开始对输出滤波电容 \(C\) 进行充电，并向负载电阻 \(R_L\)
提供电流。这种情况下电感上通过的电流 \(I_L\)，将会等于电容充电电流
\(I_2\) 与输出电流
\(I_O\) 之和。
注意：由于降压升压式 DC-DC 变换器是在功率开关管关断时向负载传输能量，因而属于一种反激型变换器。
波形分析
降压升压式 DC-DC 变换器相关的电压与电流波形如下图所示，其中 PWM 表示的是脉宽调制波形（其中 \(t_{ON}\) 和 \(t_{OFF}\) 分别是功率开关管 \(VT\) 的导通时间和关断时间，而 \(T\) 表示的是开关周期）。\(U_E\) 为功率开关管 \(VT\) 的发射极电压波形，而 \(I_C\) 为其集电极电流波形。\(I_F\) 为续流二极管 \(VD\) 的正向电流波形，\(I_L\) 则为储能电感 \(L\) 上经过的电流波形：
观察上述波形可以发现，当功率开关管 \(VT\) 导通的时候，其发射极电压 \(U_E\) 等于输入电压 \(U_I\)。而在功率开关管 \(VT\) 关断的时候，其发射极电压 \(U_E\) 等于输出电压 \(U_O\)（极性相反）。而在功率开关管 \(VT\) 导通期间，电感上的电流线性增加。而在 \(VT\) 关断期间，电感上的电流又线性的减少。此时电感电流 \(I_L\) 是由功率开关管 \(VT\) 的集电极电流 \(I_C\)，以及续流二极管 \(VD\) 的正向电流 \(I_F\) 叠加而成。
总结
降压升压式 Buck-Boost 变换器，同样具备有下面的四个特点：
- 因为输出电压 \(U_O\) 可以大于和小于输入电压 \(U_I\)，所以被称为降压升压式变换器。
- 输出电压 \(U_O\) 与输入电压 \(U_I\) 的关系为 \(U_O = -D \frac{U_I}{(1 - D)}\)，由此可见通过调节占空比 \(D\) 就能控制输出电压，并且输出电压 \(U_O\) 会与输入电压 \(U_I\) 的极性相反。
- 功率开关管 \(VT\) 集电极与发射极之间能承受的最大电压 \(U_{CE}=U_I - U_O\)（由于这里输出电压 \(U_O\) 为负电压，所以 \(U_{CE}\) 实质上等于两者的绝对值之和）。
- 功率开关管 \(VT\) 的集电极最大电流 \(I_C = \frac{I_O}{1 - D}\)。
- 续流二极管 \(VD\) 通过的正向电流 \(I_F = I_O\)。
- 续流二极管 \(VD\) 两端承受的反向电压 \(U_R = U_I - U_O\)（由于此处的输出电压 \(U_O\) 是负电压，所以 \(U_R\) 实质上等于输入与输出电压的绝对值之和）。
反激式 Flyback
拓扑结构
反激式变换器（Flyback Converter）也称为回扫式变换器，其具有电路结构简单成本低廉，并且输入与输出电气隔离的特点，广泛应用于消费类电子产品的电源适配器，其基本拓扑结构如下图所示。其中 \(U_I\) 和 \(U_O\) 分别表示直流的输入电压与输出电压，\(VT\) 表示功率开关管，\(VD\) 表示输出整流二极管，\(C\) 表示输出滤波电容，\(R_L\) 表示外部的负载电阻。而 \(T\) 表示的是高频变压器（\(N_P\) 为初级绕组，\(N_S\) 为次级绕组，两者极性相反，同名端位置如图所示），同样的 PWM 脉宽调制器作为整个系统的核心，用于控制功率开关管 \(VT\) 的导通与关断：
工作原理
反激式 DC-DC 变换器的功率开关管 \(VT\) 会在 PWM 脉宽调制信号的控制之下，交替的进行导通与关断，相当于一个不断闭合与断开的机械开关 \(S\)，其基本工作原理如下图所示：
当功率开关管 \(VT\)
导通（即上图当中的开关 \(S\) 闭合）的时候，输入电压
\(U_I\)
直接施加到高频变压器初级绕组 \(N_P\) 的两端，使得上面通过的电流 \(I_P\)
线性增加，初级绕组上的感应电动势为上 + 下
-，初级绕组上电流 \(I_P\)
产生的能量以磁场形式存储在高频变压器当中。此时根据电磁感应原理，高频变压器次级绕组
\(N_S\) 两端的感应电压为上
- 下 +，导致输出整流二极管
\(VD\)
截止，同时输出滤波电容 \(C\)
开始放电，从而为负载电阻 \(R_L\) 提供输出电流 \(I_O\)，此时输出电容 \(C\) 所释放的电流 \(I_1\) 与输出电流 \(I_O\) 相等。
当功率开关管 \(VT\)
关断（即上图当中的开关 \(S\) 断开）的时候，初级绕组
\(N_P\) 上通过的电流
\(I_P\)
突然断开，根据电磁感应原理，此时会在初级绕组 \(N_P\)
上产生反极性的感应电压（即反射电压 \(U_{OR}\)），进而导致次级绕组
\(N_S\) 上产生了上 + 下
- 的感应电压 \(U_S\)，使得输出整流二极管
\(VD\) 导通，次级绕组
\(N_S\) 上开始产生电流
\(I_S\)（即整流二极管
\(VD\) 上通过的正向电流 \(I_F\)），该电流一方面会对输出滤波电容
\(C\)
进行充电，另一方面也会向负载电阻 \(R_L\)
进行供电，此时次级绕组 \(N_S\) 上通过的电流 \(I_S\) 等于输出电容 \(C\) 上的充电电流 \(I_2\) 与输出电流 \(I_O\) 之和。
注意：由于反激式变换器是在功率开关管关断的时候，向负载传输能量，因而属于一种比较典型的反激型变换器。
波形分析
反激式 DC-DC 变换器相关的电压与电流波形如下图所示，其中 PWM 表示的是脉冲宽度调制的波形（其中 \(t_{ON}\) 和 \(t_{OFF}\) 分别是功率开关管 \(VT\) 的导通时间和关断时间，而 \(T\) 表示的是开关周期）。\(U_C\) 为功率开关管 \(VT\) 的集电极电压波形，最后的 \(I_S\) 为次级绕组的电流波形（即功率开关管 \(VT\) 的集电极电流波形），而 \(U_S\) 则表示的是次级绕组 \(N_S\) 的电压波形：
观察上述波形可以发现，当功率开关管 \(VT\)
导通的时候，其集电极电压 \(U_C\) 为零。而在功率开关管
\(VT\)
关断的时候，其集电极电压 \(U_C\) 将会高于输入电压
\(U_I\)，这是由于初级绕组
\(N_P\) 上产生了上 - 下
+ 的反射电压 \(U_{OR}\)，其与输入电压
\(U_I\) 叠加之后，使得功率开关管 \(VT\) 的集电极电压 \(U_C\) 增大。
功率开关管 \(VT\)
导通期间，初级绕组 \(N_P\) 上经过的电流 \(I_P\)
线性的增加，传输的能量会以磁场的形式存储在高频变压器
\(T\)
当中，此时次级绕组 \(N_S\) 上的电压 \(U_S\)
为负值。而当功率开关管 \(VT\) 关断的时候，初级绕组
\(N_P\) 上面通过的电流
\(I_P\)
会立刻减少至零，高频变压器存储的磁场能量会通过次级绕组
\(N_S\)
释放，次级绕组上的感应电压 \(U_S\) 为上 + 下
-，使得整流二极管 \(VD\)
被导通，从而在次级绕组上产生电流 \(I_S\)，即整流二极管 \(VD\) 上的正向导通电流
\(I_F\)。
功率开关管 \(VT\) 关断期间，伴随着高频变压器 \(T\) 当中所存储磁场能量的释放，次级绕组 \(N_S\) 上的通过的电流 \(I_S\) 线性的减少，次级绕组上的电压 \(U_S\) 与输出电压 \(U_O\) 相等（波形如上图），输出电流 \(I_O\) 为次级绕组上电流 \(I_S\) 的平均值。
总结
反激式 Flyback 变换器，同样具备有如下四个显著的特点：
- 输出电压 \(U_O\) 与输入电压 \(U_I\) 的关系为 \(U_O = \frac{D}{1 - D} \times \frac{N_S}{N_P} \times U_I\)，换而言之，当高频变压器的 \(N_P\)、\(N_S\)、\(U_I\) 确定之后，就可以通过调整占空比 \(D\) 的大小来改变输出电压。
- 功率开关管 \(VT\)
承受的最大集电极-发射极电压 \(U_{CE} = U_I + \frac{N_P}{N_S} \times
U_O\)，其中反射电压 \(U_{OR} = \frac{N_P}{N_S} \times
U_O\)（对于交流
220V输入的开关电源，\(U_{OR}\) 的取值应当介于100V ~ 200V之间，通常取值在130V左右）。 - 功率开关管 \(VT\) 的集电极最大电流 \(I_C = \frac{N_S}{N_P} \times I_O\)。
- 整流二极管 \(VD\) 的正向平均电流 \(I_F=I_O\)。
- 整流二极管 \(VD\) 所承受的反向电压 \(U_R = U_O + \frac{N_S}{N_P} \times U_I\)。
总体而言，反激式 DC-DC 变换器的设计比较灵活，例如通过增加次级绕组的数量，就可以实现多路输出。如果改变初级绕组与次级绕组的匝数比，就可以变身为升压或者降压式的开关电源。
注意：不能在反激式 DC-DC 变换器的输出整流二极管 \(VD\) 与滤波电容 \(C\) 之间串联滤波电感（抑制高频干扰的磁珠除外），否则会在初级绕组上产生极高的感应电压 \(U_{OR}\)，造成功率开关管 \(VT\) 被击穿损坏。
正激式 Forward
拓扑结构
正激式变换器（Forward Converter）通常应用于
100W ~ 300W
的中等功率开关电源当中，可以通过高频变压器实现输入与输出电气隔离，只拥有一个功率开关管的单端正激式变换器的基本拓扑结构如下图所示：
其中 \(U_I\) 和 \(U_O\) 分别表示直流的输入电压与输出电压，\(VT\) 表示功率开关管，\(VD_1\) 表示整流二极管，\(VD_2\) 表示续流二极管，\(VD_3\) 则用于为励磁电流提供泄放回路，\(L\) 是输出滤波电感，\(C\) 是输出滤波电容，\(R_L\) 表示外部的负载电阻，而 PWM 脉宽调制器依然作为系统的核心，用于控制功率开关管 \(VT\) 的导通与关断。除此之外，上述拓扑结构当中的 \(T\) 表示的是高频变压器（\(N_P\) 为初级绕组，\(N_S\) 为次级绕组，两者极性相同，同名端位置如图所示），而 \(N_R\) 是磁复位绕组（其匝数与初级绕组 \(N_P\) 相同，用于在功率开关管 \(VT\) 关断期间，泄放励磁电流，从而使得高频变压器完成磁复位）。
工作原理
正激式 DC-DC 变换器的功率开关管 \(VT\) 同样会在 PWM 脉宽调制信号的控制之下，交替的进行导通与关断，相当于一个不断闭合与断开的机械开关 \(S\)，其基本工作原理如下图所示：
当功率开关管 \(VT\)
导通（即上图当中的开关 \(S\) 闭合）的时候，输入电压 \(U_I\) 直接施加到高频变压器
\(T\) 的初级绕组 \(N_P\) 的两端，使得初级绕组上的电流 \(I_P\)
线性的增加，初级绕组上呈现的感应电动势为上
+ 下
-。根据电磁感应原理，高频变压器 \(T\) 的磁复位绕组 \(N_R\) 和次级绕组 \(NS\) 两端的感应电压同样为上 +
下 -。此时二极管 \(VD_3\)
反向截止，整流二极管 \(VD_1\) 导通，续流二极管
\(VD_2\) 截止。
次级绕组 \(N_S\)
上产生的电压 \(U_S\)
会施加到输出滤波电感 \(L\)
的左端，形成线性增加的次级绕组电流 \(I_S\)（即整流二极管 \(VD_1\) 上的正向导通电流
\(I_{F1}\)），导致滤波电感
\(L\) 当中储存的能量也在增加，\(L\) 上的感应电动势为左 + 右
-。这个次级绕组上的电流 \(I_S\) 将为输出滤波电容
\(C\)
充电，并且为负载电阻 \(R_L\) 提供输出电流 \(I_O\)，此时次级绕组上通过的电流
\(I_S\)
等于为输出滤波电容 \(C\) 的充电电流 \(I_1\) 与负载电流 \(I_O\) 之和。
当功率开关管 \(VT\)
关断（即上图当中的开关 \(S\) 断开）的时候，初级绕组
\(N_P\)
上的电流突然中断，根据电磁感应的原理，此时会在初级绕组上产生反极性的感应电压。与此同时，高频变压器
\(T\) 上的磁复位绕组
\(N_R\) 和次级绕组
\(N_S\) 也会同时产生极性为上
- 下 + 的感应电压。此时二极管
\(VD_3\)
导通，整流二极管 \(VD_1\) 截止。高频变压器
\(T\) 的励磁电流 \(I_R\) 将会通过二极管 \(VD_3\) 回馈到电源输入的 \(U_I\) 端，并且线性减少至零。
由于滤波电感 \(L\)
当中的电流不能发生突变，整流二极管 \(VD_1\) 截止之后，\(L\) 上将会产生一个左 - 右
+ 的感应电压，使得续流二极管 \(VD_2\) 导通，产生正向导通电流 \(I_F\)。此时，储存在 \(L\)
当中的磁场能量就会转换为电能，经过由二极管 \(VD_2\) 构成的回路，继续向负载 \(R_L\) 供电。伴随着滤波电感
\(L\)
当中磁场能量的释放，电流 \(I_F\)
将会逐渐减小，而输出滤波电容 \(C\) 将会释放电流 \(I_2\)，此时输出电流 \(I_O\) 等于流过电感的电流
\(I_F\) 与滤波电容 \(C\) 所释放电流之和。
不同于反激式变换器，正激式变换器初级绕组 \(N_P\) 上的电流 \(I_P\) 和次级绕组 \(N_S\) 上的电流 \(I_S\) 产生的磁场会在高频变压器 \(T\) 当中相互抵消，从而不会导致变压器 \(T\) 的磁芯过度磁化，变压器 \(T\) 上面也基本不会储存能量。而在功率开关管 \(VT\) 关断期间，高频变压器 \(T\) 当中的励磁电流将会通过磁复位绕组 \(N_R\) 反馈至输入电源。
注意：由于正激式变换器是在功率开关管导通期间向负载传输能量，因而属于一种比较典型的正激型变换器。
波形分析
正激式 DC-DC 变换器相关的电压与电流波形如下图所示，其中 PWM 表示的是脉冲宽度调制的波形（其中 \(t_{ON}\) 和 \(t_{OFF}\) 分别是功率开关管 \(VT\) 的导通时间和关断时间，而 \(T\) 表示的是开关周期）。\(U_C\) 为功率开关管 \(VT\) 的集电极电压波形，最后的 \(I_P\) 为初级绕组的电流波形（即功率开关管 \(VT\) 的集电极电流波形），而 \(I_S\) 表示的是次级绕组 \(N_S\) 上的电流波形（即整流二极管 \(VD_1\) 的正向电流波形），而 \(I_F\) 表示的是续流二极管 \(VD_2\) 上的电流波形，\(U_S\) 表示的是次级绕组 \(N_S\) 两端的电压波形。
观察上图可以发现，当功率开关管 \(VT\)
导通的时候，其集电极电压 \(U_C\)
等于零。而在功率开关管 \(VT\)
关断的时候，其集电极电压 \(U_C\) 为输入电压 \(U_I\)
的两倍。这是由于磁复位期间初级绕组 \(N_P\) 上产生了上 - 下
+ 的感应电压，该电压与输入电压 \(U_I\) 相等，并且会与 \(U_I\)
相互叠加，使得功率开关管 \(VT\) 上的集电极电压 \(U_C = 2 \times U_I\)。
注意：为确保高频变压器 \(T\) 能够完成磁复位，正激式变换器的 PWM 信号占空比 \(D\) 不能超过
50%。为了保留一定的安全余量，通常会将最大占空比限定在45%以下。
总结
正激式 Forward 变换器，具有如下几个显著的特点：
- 输出电压 \(U_O\) 与输入电压 \(U_I\) 的关系为 \(U_O = D \times U_I \times \frac{N_S}{N_P}\)，通过改变初级绕组 \(N_P\) 与次级绕组 \(N_S\) 的匝数比，就可以构成升压式、降压式开关电源，而改变占空比 \(D\) 就可以调节输出电压 \(U_O\)。
- 功率开关管 \(VT\) 承受的最大电压 \(U_{CE} = 2 \times U_I\)。
- 功率开关管 \(VT\) 的最大集电极电流 \(I_C = I_O \times \frac{N_S}{N_P}\)。
- 通过整流二极管 \(VD_1\) 的平均电流 \(I_S = D \times I_O\)。
- 通过整流二极管 \(VD_1\) 的反向电压 \(U_R = U_O + U_I \times \frac{N_S}{N_P}\)。
- 通过续流二极管 \(VD_2\) 的平均正向电流 \(I_F = I_O \times (1 - D)\)。
注意：正激式变换器必须在整流二极管 \(VD_1\) 与滤波电容 \(C\) 之间串联一个滤波电感 \(L\)，由于该电感还会起到储能的作用，因而也被称作储能电感。
推挽式 Push-Pull
拓扑结构
推挽式变换器（Push-Pull Converter）主要是通过 2 只功率开关管的交替工作来完成转换，可以将其视为 2 个单管正激式 DC-DC 变换器的组合，其输出整流滤波电路也与正激式 DC-DC 变换器基本相同，其拓扑结构如下图所示：
上述拓扑结构当中的 \(T\) 表示高频变压器，其中的 \(N_{P1}\) 和 \(N_{P2}\) 为初级绕组（两者匝数相同），\(N_{S1}\) 和 \(N_{S2}\) 为次级绕组（两者匝数相同），初级绕组与次级绕组的极性相同，并且均带有中心抽头，同名端的位置如上图所示。
\(VT_1\) 和 \(VT_2\) 为功率开关管，\(VD_2\) 和 \(VD_2\) 为输出整流二极管，\(L\) 为输出滤波电感，\(C\) 为输出滤波电容，\(U_O\) 为直流输出电压，\(R_L\)
为外部的负载电阻。除此之外，PWM
脉宽调制器同样作为变换器的核心，用于产生两路相位差为
180° 的控制信号 \(U_A\) 和
\(U_B\)，从而使得功率开关管
\(VT_1\) 与 \(VT_2\) 交替工作。
工作原理
波形分析
总结
半桥式 Half-Bridge
拓扑结构
基本原理
波形分析
总结
全桥式 Full-Bridge
拓扑结构
基本原理
波形分析
总结
开关电源 SMPS 基本原理 & 拓扑结构剖析
